Основные схемы построения усилителей на биполярных транзисторах определяются возможными способами их включения — ОБ, ОЭ и ОК, кратко рассмотренными в гл. 4; базовые схемы усилителей со вспомогательными элементами показаны на рис. 7.1.
На рис, 7.1 обозначено: Ucc — напряжение питания, Ui — входное напряжение, Uo — выходное напряжение, Rk — сопротивление коллекторной нагрузки, С — разделительный конденсатор. Re — эмиттерное сопротивление, Rl, R2 — резисторы делителя, задающего режим каскада по постоянному току.
Особенностью классической схемы каскада с ОБ (рис. 7.1, а) является наличие отдельного источника смещения Us, с помощью которого задается режим транзистора по постоянному току, что достаточно неудобно. Поэтому на практике используется каскад ОБ по схеме рис. 7.1, б, в котором режим по постоянному току задается делителем на резисторах Rl, R2, а по переменному току база соединена с "землей" через блокировочный конденсатор СЬ.
Базовые каскады характеризуются входным R„ и выходным R,„, сопротивлением, коэффициентом усиления тока К, и напряжения К„. Ниже в качестве справочной информации приводятся приближенные выражения для этих характеристик.
Для каскада с ОБ:
Для каскада с ОЭ:
Для каскада с ОК:
В приведенных формулах R,' — объемное сопротивление эмиттерного перехода; а — коэффициент усиления тока транзистора в схеме с ОБ; ¦¦ — значок параллельного соединения резисторов; R, — внутреннее сопротивление источника входного сигнала с учетом сопротивлений параллельно включенных резисторов Rl, R2; Р — коэффициент усиления тока транзистора в схеме ОЭ. Заметим, что каскады ОБ и ОК сигнал не инвертируют, а ОЭ — инвертирует. .
Проектирование усилителя начинается с определения режима транзистора по постоянному току, который называют статическим режимом.
В зависимости от тока коллектора транзистора и величины падения напряжения на электродах транзистора усилительного каскада, а также от амплитуды входного сигнала различают следующие режимы усиления: режим А; режим В; режим С; режим D и промежуточные режимы, например, АВ.
В режиме А ток в выходной цепи усилителя протекает в течение всего периода сигнала. Для иллюстрации обратимся к рис. 7.2, на котором показан каскад по схеме с ОЭ. В схеме использованы индикаторные вольтметры для контроля напряжений на электродах транзистора в статическом режиме, а также функциональный генератор и осциллограф для моделирования режима усиления. В программе EWB для рассматриваемой схемы нельзя отключить функциональный генератор, поэтому при моделировании статического режима установим минимальную амплитуду сигнала (в нашем случае 1 мкВ).
Рис. 7.2. Усилительный каскад по схеме с ОЭ
Для усилительного каскада класса А расчет статического режима заключается в выборе такого коллекторного тока 1„ (его называют током покоя или током в рабочей точке), при котором падение напряжения на коллекторной нагрузке Rk, во-первых, равно падению напряжения на транзисторе (напряжение коллектор-эмиттер U„) и, во-вторых, было бы меньше амплитудного значения при максимальном входном сигнале. Первое условие применительно к схеме на рис. 7.2 запишется следующим образом:
(7.1)
где
— ток покоя эмиттера,
о — коэффициент усиления тока транзистора в схеме с ОЭ (см. гл. 4).
Поскольку
В»1 (в рассматриваемом примере ), то 
, В таком случае выражение (7.1) записывается
в виде:
, откуда находим ток покоя
(7.2)
Рассмотрим теперь базовую цепь транзистора. Напряжение на базе относительно общей шины (с учетом того, что
(7.3)
где Ubo, — напряжение база-эмиттер (для кремниевых транзисторов оно находится в пределах 0,7...0,9 В).
Поскольку Ubo равно падению напряжения на резисторе R2, ток через него равен
Через резистор R1 протекает сумма тока базы, равного 1„/р, и тока 12. Падение напряжения на резисторах R1, R2 равно напряжению питания Ucc. Поэтому для базовой цепи:
(7.4)
Если руководствоваться требованиями высокой термостабильности каскада (см. ниже), то необходимо выбирать
(7.5)
В таком случае с учетом (7.2) и (7.3) из (7.4) получаем выражение для ориентировочного расчета сопротивлений резисторов схемы с ОЭ:
(7.6)
Подставляя в формулу (7.6) значения сопротивлений резисторов, используемых в схеме на рис. 7.2, убеждаемся в справедливости этого соотношения. При этом, как следует из показаний вольтметров, падение напряжения на коллекторном сопротивлении составляет 10-5,55=4,45 В и близко к значению падения напряжения на транзисторе 5,55-0,886=4,67 В, что соответствует первому условию обеспечения режима А.
Коэффициент усиления каскада с ОЭ рассчитывается по приближенной формуле K„=Rk/Re (если Re не.зашунтировано емкостью). В рассматриваемом примере он равен 5. Следовательно, при амплитуде выходного напряжения 4,5 В (второе условие обеспечения режима А) на вход усилителя можно подать сигнал с амплитудой 4,5/5=0,9 В.
Осциллограммы входного и выходного сигналов показаны на рис. 7.3. Обращаем внимание на то, что оба канала работают в режиме АС и осциллограммы разнесены на экране с помощью смещения по вертикали (Y POS). Из осциллограмм видно, что выходной сигнал (осциллограмма А) по форме повторяет входной сигнал (осциллограмма В). Таким образом, достоинством режима класса А является минимум нелинейных искажений. Его недостатком является низкий КПД, меньший 0,5, поэтому он используется чаще всего в каскадах предварительного усиления, а также в маломощных выходных каскадах.
В режиме В ток через транзистор протекает в течение примерно половины периода входного сигнала (180°). Половину этого угла, соответствующего моменту прекращения тока через активный элемент, называют углом отсечки. В идеале этот угол равен 90°. Из-за нелинейности начальных участков характеристик транзисторов форма выходного тока при его малых значениях существенно отличается от формы тока в линейном режиме. Это вызывает значительные нелинейные искажения выходного сигнала.
Режим В обычно используют в двухтактных выходных каскадах, имеющих высокий КПД, в других каскадах его применяют сравнительно редко. Чаще выбирают промежуточный режим АВ, при котором угол отсечки несколько больше 90° и при отсутствии входного сигнала через активный элемент протекает ток, равный 5...15% от максимального тока при заданном уровне входного сигнала. Такой выбор позволяет уменьшить нелинейные искажения.
В режиме С ток через транзистор протекает в течение промежутка времени, меньше половины периода входного сигнала, т.е. при угле отсечки меньше 90°. Ток покоя в режиме С равен нулю. Его используют в мощных усилителях, в которых нагрузкой является резонансный контур (например, в выходных каскадах радиопередатчиков).
Режим D (или ключевой) — режим, при котором транзистор находится только в двух состояниях: или полностью заперт, или полностью открыт. Такой режим используется в ключевых схемах, о которых речь пойдет в следующей главе.
При выборе параметров рабочей точки активного элемента необходимо учитывать разброс его параметров от экземпляра к экземпляру и их зависимость от температуры (обратный ток переходов, коэффициент передачи по току), а также подверженность изменению во времени (за счет старения). Все это требует принятия специальных мер для стабилизации коэффициента усиления и других параметров усилителей.
Изменения параметров особенно опасны в первых каскадах усилителей постоянного тока, так как при гальванической межкаскадной связи и большом коэффициенте усиления это может привести к существенному изменению нулевого уровня на выходе. Поэтому в большинстве транзисторных усилителей для стабилизации положения рабочей точки вводят стабилизирующую обратную связь или используют методы температурной компенсации (в частности, введением термозависимых сопротивлений).
Для оценки влияния температуры на параметры усилительных каскадов используется коэффициент температурной нестабильности S,=p/[l+pYi,], где Yb=Re/(Re+Rb), Еь — сопротивление базового делителя (для схемы на рис. 7.2 оно равно сопротивлению параллельно включенных резисторов Rl, R2). Максимальная температурная стабильность статического режима обеспечивается при Уь=1. Следовательно, для повышения температурной стабильности желательно выполнение условия Re»Rb, т.е. она будет тем лучше, чем больше сопротивление в цепи эмиттера и чем меньше эквивалентное сопротивление делителя Rl, R2, задающего режим по постоянному току.
Для повышение температурной стабильности усилительных каскадов используют также различные способы термостабилизации.
Первый способ термостабилизации — параметрический — основан на применении термочувствительных элементов, в частности, полупроводниковых диодов (в схеме на рис. 7.2 это может быть диод, подключенный последовательно с резистором R2). При изменении температуры окружающей среды сопротивление термозависимого элемента изменяется так, что изменение тока базы или напряжения между эмиттером и базой компенсирует изменение тока коллектора. Очевидно, что характеристика такого термоэлемента должна обладать соответствующей температурной зависимостью. А так как это сделать трудно, то для обеспечения нужных характеристик в ряде случаев параллельно термоэлементу и последовательно с ним включают специальным образом подобранные активные сопротивления. Это усложняет схему, и, кроме того, с течением времени такая компенсация нарушается.
Второй способ термостабилизации — применение отрицательной обратной связи по постоянному току, причем используют как местную, так и общую обратные связи. При местной обратной связи чаще всего применяют обратную связь по току и несколько реже — обратную связь по напряжению. В схеме на рис. 7.2 применена обратная связь по току, сущность которой заключается в том, что делитель на резисторах R1, R2 задает потенциал базы и тем самым жестко фиксирует потенциал эмиттера. Так как этот потенциал обусловлен падением напряжения на резисторе Re, то тем самым задается ток эмиттера. При этом изменения параметров транзистора, изменяющие ток коллектора, изменяют соответствующим образом ток эмиттера и падение напряжения на резисторе Re. Это приводит к изменению разности потенциалов между базой и эмиттером. Ток базы при этом изменяется таким образом, что изменение тока коллектора будет в той или иной мере скомпенсировано.
Чем меньше эквивалентное сопротивление базового делителя, тем в меньшей степени потенциал базы зависит от изменений базового тока и тем лучше стабилизация. Но при малых сопротивлениях R1, R2 резко возрастает мощность, потребляемая от источника питания, и уменьшается входное сопротивление каскада.
Если необходимо иметь стабильный режим по постоянному току и максимальное усиление по переменному току, вводят достаточно глубокую обратную связь за счет увеличения сопротивления резистора Re, параллельно которому включается конденсатор большой емкости (конденсатор СЬ на рис. 7.2), которая определяется из условия: 2nF„„„CbRe»l, где F„i„ — минимальная частота сигнала.
В многокаскадных усилителях для стабилизации статического режима предпочтение отдается общей отрицательной обратной связи по постоянному току, охватывающей целиком весь усилитель. При этом местные обратные связи применять нецелесообразно, так как они всегда уменьшают коэффициенты усиления отдельных каскадов и снижают эффективность общей обратной связи.
Усилительные каскады на полевых транзисторах, в отличие от биполярных, управляются напряжением, приложенным или к запертому р—га-переходу (в транзисторах с управляющим р—га-переходом) или между электрически изолированным затвором и подложкой, которая часто соединяется с одним из электрбдов транзистора (в МДП-транзисторах). Ток затвора в усилительных каскадах на полевых транзисторах достаточно мал и для кремниевых структур с управляющим р—га-переходом не превышает 10 нА. Для МДП-транзисторов этот ток на несколько порядков меньше. Для транзисторов с р—га-переходом входное сопротивление на низких частотах составляет десятки мегом, а для МДП-транзисторов достигает десятков и сотен тера-ом. С повышением частоты входное сопротивление транзисторов существеннс уменьшается из-за наличия емкостей затвор-исток и затвор-сток.
Среди базовых каскадов на полевых транзисторах на практике наибольше( распространение получили каскады с общим истоком (аналог ОЭ) и истоковые повто рители (аналог ОК), показанные в двух модификациях на рис. 7.4 и отличающиеся способом реализации статического режима: смещение обеспечивается или за счет падения напряжения на резисторе, включенном в цепь истока (рис. 7.4, а, в), или за счет подачи на затвор дополнительного напряжения (рис. 7.4, б, г), Так как ток затвора полевых транзисторов весьма мал, можно считать, что в первом случае напряжение затвор-исток практически равно падению напряжения на сопротивлении Rs.
Для полевого транзистора с управляющим р—п-переходом, работающего в широком диапазоне температур, положение рабочей точки может изменяться из-за дополнительного падения напряжения на резисторе R2, сопротивление которого обычно выбирается достаточно большим. Это связано с изменением обратного тока р—п-перехода, выполняющего роль затвора, изменением контактной разности потенциалов затвор-канал и подвижности носителей заряда в канале. Изменение тока стока при фиксированном напряжении смещения определяется приближенным соотношением
где
1д„ — ток стока при температуре Т„; Т — температура, для которой определяется
Анализ дестабилизирующих факторов, вызывающих изменение тока стока, показывает [12, 48], что при изменении температуры они имеют разные знаки и, следовательно, возможна их взаимная компенсация. Точка, в которой при изменениях температуры изменение тока стока минимально, называют температурно-ста-бильной точкой. Однако эффективная компенсация возможна только в небольшом диапазоне температур. При этом для полевых транзисторов с изолированным затвором температурно-стабильная рабочая точка отсутствует вообще.
Основным приемом повышения температурной стабильности является увеличение глубины последовательной обратной связи по току, что осуществляется за счет увеличения сопротивления Rs и, как следствие, сопровождается увеличением напряжения смещения. В итоге уже при сравнительно небольших напряжениях затвор-исток полевые транзисторы работают вблизи режима отсечки, где крутизна характеристики мала. Для устранения этого недостатка на затвор подают дополнительное отпирающее напряжение от делителя напряжения на резисторах R1, R2 (рис. 7.4, б, г), что обеспечивает работу транзистора на участке с большей крутизной.
У полевых транзисторов с индуцированным каналом подача напряжения смещения от внешнего источника обязательна, так как в его отсутствие транзистор заперт. Температурная стабилизация осуществляется за счет последовательной обратной связи, которая вводится с помощью резистора Rs.
Следует отметить, что температурные изменения тока стока в полевых транзисторах во много раз меньше изменений коллекторного тока биполярных транзисторов. Поэтому, как правило, обеспечение требуемой температурной стабильности не вызывает больших затруднений. Возникающая при этом обратная связь по переменному току нейтрализуется шунтированием резистора Rs блокировочным конденсатором.
При анализе усилительных каскадов на полевых транзисторах оперируют с крутизной характеристики S„ и током стока 1д„ которые соответствуют нулевому напряжению затвор-исток. При этом используют следующие приближенные соотношения, описывающие характеристики полевых транзисторов:
. В этих формулах I„ — текущее значение тока стока, I,», So — начальный ток стока и крутизна характеристики при напряжении отсечки U,„;
Ug„ S — текущие значения напряжения затвор-исток и крутизны.
Входное сопротивление усилительных каскадов на рис. 7.4 в области средних частот равно сопротивлению резистора R2 или R1¦¦R2, выходное сопротивление каскада с общим истоком равно Rd¦¦Ra.d, где R^ — дифференциальное сопротивление канала сток-исток; как правило, оно существенно больше Rd, поэтому выходное сопротивление практически равно Rd. Для каскада с общим стоком при выполняющихся на практике допущениях SRs» 1 и SR^ »1 выходное сопротивление равно 1/S. Коэффициенты усиления по напряжению каскадов с общим истоком и стоком определяются соответственно формулами:
(7.7)
Схема для моделирования каскада с общим истоком приведена на рис. 7.5.
Рис. 7.5. Усилительный каскад с ОИ
Контрольные задания
1. По аналогии с рис. 7.2 составьте схему для исследования каскада с ОБ на рис. 7.1, б. Проверьте применимость полученных формул для каскада с ОЭ при определении параметров статического режима.
2. По аналогии с рис. 7.2 составьте схему для моделирования эмиттерного повторителя. При этом примите R1=R2, сопротивление этих резисторов выберите из условия малого влияния на входное сопротивление каскада (влияние минимально при бесконечном сопротивлении).
3. В схеме на рис. 7.2 нейтрализуйте обратную связь по току на частотах выше 1 кГц путем подключения параллельно резистору Re блокировочного конденсатора СЬ. Измерьте коэффициент усиления на частоте 10 кГц. Необходимо учесть, что при этом коэффициент усиления напряжения на постоянном токе определяется формулой K„=Rk/Re', где Re'— омическое сопротивление эмиттера транзистора, задаваемое в перечне параметров транзистора.
4. В схеме на рис. 7.5 с помощью осциллографа определите коэффициент усиления и сравните его с результатами расчета по формуле (7.7). Исследуйте зависимость коэффициента усиления напряжения от сопротивлений резисторов Rd, Rs и крутизны транзистора (крутизна задается в редактируемом перечне параметров), а также от емкости блокировочного конденсатора СЬ, подключаемого параллельно резистору Rs. Обращаем внимание на необходимость установки соответствующего входного сопротивления вольтметра, контролирующего напряжение на затворе транзистора (по умолчанию оно равно 1 МОм, что явно мало).
|
|
 |
